为何控制组件温度
对于大多数电子系统，精度受环境温度变化的影响。我们可以通过将关键部件的局部温度限制在较窄的范围内来提高精度。这种方法的适当应用包括高性能晶体，表面声波（SAW）滤波器，光子放大器和激光二极管。
烤箱与冷却器
稳定组件温度的一种方法是将组件封装在固定温度的烘箱中。为了提供一定的调节余量，在所有条件下所选温度应高于环境温度。该方案被广泛使用，特别是在极其稳定的时钟设计中，例如恒温晶体振荡器（OCXO）。
使用高温有一些缺点。首先，在几个方面，性能可能会略有下降，包括噪声系数，速度和寿命。其次，即使环境温度处于其范围的中间，调节器也会消耗功率。当环境温度处于其范围的下限时，需要两倍的功率。第三，达到稳定温度所需的时间可能相当长，尤其是在可用电力有限的情况下。
热电冷却器（TEC）技术越来越受到青睐，因为它可以让您在工作温度范围的中间选择一个调节温度值。TEC可以作为热泵或热发电机运行，具体取决于电流的方向。有些系统仅使用TEC的冷却特性（例如冰箱单元和强大处理器的冷却）。其他应用采用两种热流模式（晶体振荡器和SAW滤波器）。为了缓解前面描述的问题，温度通常在其工作范围的中间进行调节。
这里描述的TEC温度控制器将激光二极管保持在0.1°C以内。工作条件包括-5°C至+ 70°C的环境温度，在整个功率范围内工作的激光二极管，以及受纹波影响的低值（3.3V）电源。由于小封装尺寸不允许太多散热，因此功率效率应尽可能高。
许多应用要求不高，因此读者可以根据需要自由修改和简化温度调节器。
什么是TEC？
热电冷却器由多个串联电连接的半导体结构成，并连接在两个板之间。这些板必须是良好的导热体和良好的电绝缘体。陶瓷材料满足了这一困难和矛盾的要求。一个板与环境温度热连接，另一个板与温度待调节的物体连接。由于珀耳帖效应，通过结的电流在板之间产生温差，其极性和幅度取决于电流的极性和大小。关于环境温度，然后可以加热物体或冷却物体。今天的技术允许高达84°C的温度差异，并且级联安排可以产生更高的差异（图1）。
图1.级联TEC布置。
什么是NTC？
负温度系数（NTC）电阻器是一种温度敏感器件，其电阻随温度升高而降低。在许多类型的NTC组件中，使用陶瓷粉末工艺制造的那些组件在温度的微小变化方面表现出最大的电阻变化。更重要的是，一些陶瓷NTC在适当老化后的使用寿命期间可提供0.05°C的稳定性。与其他温度传感器相比，陶瓷NTC的尺寸可以小得惊人。
用于恒温控制器，即使在当今非常低的电源电压下偏置时，NTC也能提供高灵敏度（参见陶瓷NTC传感器的灵敏度）部分）。对于0.75mV偏移，由于放大器偏移引起的绝对误差接近0.03°C，而由NTC自加热引起的误差在自由空气中为0.06°C。（对于完全嵌入温度测量材料并由其封闭的传感器，误差仅为误差的一半。）幸运的是，我们并不关心绝对温度误差，而只关注工作温度范围内该误差的变化。这种变化通常比绝对误差小一个数量级。
监管策略
当受到热通量时，大多数系统（甚至是小系统）在其温度开始稳定之前表现出令人印象深刻的延迟。达到给定温度梯度的63.2％所需的时间称为热时间常数，通常为5s至200s。因此，与温度调节器操作相关的时间常数对于电子工程师来说似乎非常长。这里讨论的系统具有大约40s的热时间常数，当与电源电压中可能的瞬变相比时，这确实很慢。
为了能够响应电源电压的任何变化，该设计包括两条并行反馈路径（图2））。TEC的一个陶瓷板与感兴趣的物体（在这种情况下为激光二极管）紧密热接触，而另一个板允许热传递到外部环境温度。这种传热应该尽可能不受阻碍，如果需要（当遇到高功率水平时），应该用鼓风机辅助。因为一定程度的连续热泄漏是不可避免的，所以需要相应量的电力来补偿平衡时的泄漏。
图2. 珀尔帖效应控制器的框图。
为了最大限度地减少由于局部温度下降引起的误差，温度传感点应尽可能靠近物体（NTC的小占地面积非常方便）。在惠斯通电桥内比较测量的温度和所需的温度。放大器（A）不仅放大了误差信号，还提供了稳定外部闭环所需的频率相位和增益校正。在任何时刻，它向内环提供所需的TEC电流值以获得适当的温度。该请求由非常慢的信号表示，该信号不能对电源电压的快速变化做出反应。
内环调节流入TEC的电流，并且必须使用开关调节器来实现产生最小过热的高效转换。由于电流纹波高于3％会降低TEC的冷却效率，因此建议使用高开关频率，以便轻松过滤交流组件。频率越高，无源元件越小。内环带宽必须足以允许响应纹波和电源瞬变，以抵抗正常滤波。以下讨论详细说明了控制器的每个功能块。
H桥
功率级必须能够为TEC提供两种极性电流：一种用于冷却，另一种用于加热。对于单极性电源，该目标通过“H”桥实现。当H桥的每个支路上的电压相等（大约为中间电压）时，电桥是平衡的，没有电流可以循环到TEC中。该原理也适用于线性和开关H桥。
图3图示了PWM H桥的结构。桥的左腿由两个由互补信号DH和DL驱动的n沟道场效应晶体管组成。为了在U1的上晶体管导通时提供足够的栅极幅度，DH信号以LX为参考。此时的DH比LX高约3V，后者切换到3.3V电源。因此，DH信号幅度在其高状态下超过6V。
图3.电源H桥和TEC电流检测。
不需要这种升压的DL信号在0V和3.3V之间切换。由于右腿中的场效应晶体管与左腿中的相应场效应晶体管以相反的相位驱动，因此DH信号现在驱动下晶体管Q2。DL信号未升压至6V，因此无法使用n-MOSFET作为右上晶体管Q1。必须使用p沟道晶体管，由与下晶体管Q2相同的DH信号驱动。为了避免任何交叉传导的可能性，选择较低的晶体管Q2（Si2304）用于其高阈值（最小2.6V），并且上晶体管Q1（Si2305）需要至少0.85V的栅极驱动来导通。因此，对于低于3.45V的电源电压，两个晶体管不能同时导通。DH信号被升压到6V，因此较低晶体管Q2的高阈值不会受到惩罚。
晶体场效应管包含固有二极管，其长恢复时间会影响效率。为防止这些二极管导通，在四个场效应晶体管上增加了四个肖特基二极管（D1-D4）。小的0.5A封装就足够了，因为肖特基二极管的导通时间很短。
H桥的每一侧驱动一个低通滤波器，该滤波器由一个10μH电感器和一个10μF陶瓷电容器组成，该电容器为TEC供电。TEC上的补充10μF消除了差分模式下残余尖峰的可能性。没有必要过大的电感器。Sumida®型号CDRH6D28在6.7mm x 6.7mm和3mm厚的封装中提供10μH的电流。插入20mΩ分流器用于测量TEC电流。粗滤波（7.5Ω和1μF）通过消除大部分开关频率纹波，提供干净的20mV / A信号。
MAX4122放大器将信号差分放大32倍。该放大器需要轨到轨输入能力，因为输入共模电压介于地和电源电压之间。增加1.1V的偏移以允许单极性电源。然后输出指示零电流条件下的1.1V，并且偏向任一侧，每安培流入TEC的灵敏度为635mV。额外的滤波消除了残留的高频纹波。
PWM控制器
调节器的核心是PWM控制器（图4）。当与低阈值外部MOSFET相关时，该电路在低至3.15V的电源电压下工作良好。该MAX1637，虽然不是主要设计为双向电流调节，已被修改为了这个目的。它提供两个互补信号DH和DL，在这种情况下切换为200kHz。自动插入60ns死区时间以避免外部晶体管之间的交叉导通，但有源低SKIP引脚应连接到V CC以确保DH和DL之间的互补性。
图4. PWM控制器和求和节点。
浮栅驱动器输出DH提供足够的电压以使n通道上支腿器件饱和。它由升压二极管D5偏置，当DL有效时，它对1μF储能电容（C1）充电。占空比不超过96％，因此C1始终充电。在另一个极端，占空比可以达到0％。该电路通过保留用于冷却的低占空比区域来利用这种不对称性，这需要最大的功率。
MAX1637是一款电流模式控制器，能够检测流入负载的电流，但不能接受此应用中的双向电流。因此，通过将引脚CSL和CSH连接到1％内部参考REF来禁用此功能。该参考资料是为了方便起见，特别是当电压电桥由更精确的电源供电时。对于干净的启动，低电平有效SHDN（关断）引脚应由外部源驱动，或由MAX6326XR31等复位电路本地产生。
一个MAX4250精密放大器执行节点求和功能。如果FB输入超出其正常工作电压范围，则触发MAX1637的欠压和过压保护。电压范围被二极管D6限制，电阻网络驱动FB节点。放大器“B”为内部环路引入补偿极点，100nF电容器确保在LC H桥滤波器引入过多相位滞后的频率之前获得单位增益。
桥式放大器
该功能由两个串联的精密放大器（每个MAX4250两个）实现，配置为反相模式。人们应该抵制将这些放大器安装在同一封装中的诱惑，因为它们很可能在高频下呈现高增益。它们应该以谨慎的距离分开，以消除任何可能的耦合。（低精度控制器只需一个放大器即可轻松完成这项工作。）
图5给出了大多数情况下所需补偿网络的概念。高精度温度调节器以高开环增益运行以确保精度，但这种情况可能会影响稳定性。仔细评估闭环内的每个极点必须包括影响极点的所有参数（元件值等）的最坏情况变化。在这种情况下，主导极点（由系统的热质量引起）具有大约40s±10s的时间常数。下一个最高极点是由NTC传感器引起的。NTC时间常数的范围可以从100ms到3s，具体取决于型号。
图5.惠斯通电桥补偿和放大。
这两个低通滤波器极点（显性+ NTC）是串联的，如果不进行补偿，则会明显影响闭环稳定性。第三个重要的极点与本征环路的时间常数有关，它应尽可能小以获得良好的电源电压抑制。由于其他极点（由于LC H桥滤波器和差分滤波器）的频率不是很高，因此在第三极点下设置外部环路的单位增益是明智的。实际模型可能更复杂，因为耦合可能发生在热头内。一些耦合是不可避免的，因为没有办法隔离热块，就像我们使用电阻电子路径一样。
以上解释了为什么设计您可以想象的最困难的情况，然后在可能的情况下简化设计是明智的。可以提出一些提示。我们注意到R36选择了一个相当高的值，这确保了即使在高频率下也不会加载电桥。电容器C32确保在极低频率下可以获得过多的增益。然后选择电阻R38，使C32 / R38极点与40s热极点重合。为了有效，C32必须在最高工作温度下具有非常高的绝缘电阻。
金属化聚酯（PET）电容器在+ 20°C时可提供高达5000s的时间常数，但随着温度的升高，该值会迅速下降。聚萘二甲酸乙二醇酯（PEN）是一种在高温下更好的材料。显然，在为这种高阻抗元件设计印刷电路时必须采取严格的预防措施。在高阻抗轨道之间提供较大的间隔，并添加清漆（如清漆）以防止可能的冷凝。
该桥由2.75V的精确参考电压供电，这也会偏置系统中的所有放大器。该MAX6012精密基准的温度系数最大为20ppm /°C。对于每个温度误差，模块输出（1.1V标称值）需要一些正或负电流。电阻分压器R43 / R42可以通过设置不同的加热需求和冷却需求的最大限制来保护TEC。最小输出电压将接近零（由于U4的轨到轨功能），所示的电阻值会产生大约2V的最大电压。该电路的灵敏度为635mV / A，冷却时的最大电流为1.65A，加热时的最大电流为1.4A。
效率结果
温度控制器与超小型模块中的等效1.5ΩTEC相关联。最大加热和冷却电流分别限制在1.6A和1.4A，相当于3.84W的可用冷却功率。已经做出了严厉的妥协，以在可用的微小空间内实现可接受的效率。部件高度不应大于3.5mm。8层印刷电路中的铜厚度仅为17μm，这是相当电阻的。此外，受阻区域的组件放置迫使使用长而有损的连接。
尽管存在这些限制，但该电路具有可观的效率（图6）。曲线蓝色表示冷却，红色表示加热，黄色表示线性控制器。仅考虑电气效应，测量的实际电阻为1.71Ω而不是TEC。我们注意到开关模式（线性）控制在整个电流范围内提供了更高的效率。结果，对于给定水平的输入功率，开关模块能够提供更大的冷却或接受更高的环境温度（类似地用于加热）。
图6.基于图3,4和5的效率曲线
冷却和加热的功率相似，但由于低DS DSON，冷却效率更好一些在p沟道MOSFET Q1中（图3）。在0.8A和1.6A之间，效率几乎是平坦的，为84％，这意味着开关和偏置损耗很低，并且在该电流区域几乎没有影响。在高电平电流下，控制器的等效输出电阻（约330mΩ）主要是由于印刷电路和连接器。
温度稳定性结果
该模块在-5°C至+ 70°C的范围内进行了测试。由于激光二极管波长以已知且准确的方式对温度敏感，因此可以在工作温度范围内验证二极管温度的稳定性在±0.1°C范围内。
优化提示
印刷电路迹线可以占高电流损耗的很大一部分。如果可能，请使用35μm或更厚的铜层。此外，如果可能，使用多个层为大电流创建平行轨道，并使用大量过孔连接姐妹轨道以减少寄生电阻。对地平面使用相同的技巧，这可以从未使用区域中所有可用层的使用中受益。
最敏感的电路是桥式放大器。您应该避免由于接地层中的电压降引起的共模电压误差。在高电流水平下容易累积毫伏误差：在1.6A时，误差应低于2.7mV（0.1°C）。提供大型铜表面用于冷却MOSFET功率晶体管，因为它们的R DSON随温度增加非常快。如果您可以允许4mm或更大的电感器高度，Sumida CDRH6D38（与CDRH6D28相同的占位面积）可以节省大约50mΩ的串联电阻。最后，使用强铁氧体磁珠过滤来消除输入电源的反向污染。与经典电感器的行为相反，磁珠中的耗散（损耗）在DC处较低，但随着频率方便地增加。